Dizajn trenutnog oscilatora zasnovanog na audio pojačalima klase D: 6 koraka

2024 Autor: John Day | [email protected]. Zadnja izmjena: 2024-01-30 08:04

Posljednjih godina, pojačala audio klase D postala su poželjno rješenje za prijenosne audio sisteme poput MP3 -a i mobilnih telefona zbog njihove visoke efikasnosti i niske potrošnje energije. Oscilator je važan dio audio pojačala klase D. Oscilator ima važan utjecaj na kvalitetu zvuka pojačala, efikasnost čipa, elektromagnetske smetnje i druge pokazatelje. U tu svrhu, ovaj rad dizajnira strujno upravljano oscilatorno kolo za pojačala snage klase D. Modul je zasnovan na trenutnom načinu rada i uglavnom implementira dvije funkcije: jedna je da daje signal trokutastog vala čija je amplituda proporcionalna naponu napajanja; drugi je pružiti signal kvadratnog vala čija je frekvencija gotovo neovisna o naponu napajanja, a radni omjer signala kvadratnog vala je 50%.

Korak 1: Princip oscilatora trenutnog načina rada

Princip rada oscilatora je kontrolirati punjenje i pražnjenje kondenzatora od izvora struje kroz cijev MOS prekidača za generiranje trokutastog valnog signala. Blok dijagram konvencionalnog oscilatora zasnovanog na strujnom modu prikazan je na slici 1.

Dizajn trenutnog oscilatora zasnovanog na audio pojačalima klase D

Na Sl. 1, R1, R2, R3 i R4 stvaraju pragove VH, VL i referentni napon Vref dijeljenjem napona napona napajanja. Referentni napon se zatim propušta kroz LDO strukturu pojačala OPA i MN1 za generiranje referentne struje Iref koja je proporcionalna naponu napajanja. Dakle, postoje:

MP1, MP2 i MP3 u ovom sistemu mogu formirati zrcalni izvor struje za generiranje struje punjenja IB1. Zrcalni izvor struje sastavljen od MP1, MP2, MN2 i MN3 stvara struju pražnjenja IB2. Pretpostavlja se da MP1, MP2 i MP3 imaju jednake omjere širine i dužine, a MN2 i MN3 jednake omjere širine i dužine. Zatim postoje:

Dok oscilator radi, tijekom faze punjenja t1, CLK = 1, MP3 cijev puni kondenzator konstantnom strujom IB1. Nakon toga, napon u točki A linearno raste. Kad je napon u točki A veći od VH, napon na izlazu cmp1 se pretvara u nulu. Logički upravljački modul uglavnom se sastoji od RS japanki. Kada je izlaz cmp1 0, izlazni terminal CLK je invertiran na niski nivo, a CLK je na visoki nivo. Oscilator ulazi u fazu pražnjenja t2, u kojoj tački kondenzator C počinje da se prazni pri konstantnoj struji IB2, uzrokujući pad napona u tački A. Kad napon padne ispod VL, izlazni napon cmp2 postaje nula. RS flip-flop se okreće, CLK ide visoko, a CLK pada, dovršavajući period punjenja i pražnjenja. Budući da su IB1 i IB2 jednaki, vrijeme punjenja i pražnjenja kondenzatora je jednako. Nagib rastućeg ruba trokutastog vala A točke jednak je apsolutnoj vrijednosti nagiba padajućeg ruba. Stoga je CLK signal kvadratni valni signal s omjerom opterećenja od 50%.

Izlazna frekvencija ovog oscilatora neovisna je o naponu napajanja, a amplituda trokutastog vala proporcionalna je naponu napajanja.

Korak 2: Implementacija kola oscilatora

Dizajn kola oscilatora dizajniran u ovom radu prikazan je na slici 2. Krug je podijeljen na tri dijela: krug za generiranje praga napona, krug za generiranje struje punjenja i pražnjenja i logičko upravljačko kolo.

Dizajn oscilatora zasnovanog na trenutnom načinu rada za pojačala audio klase D Slika 2 Kolo implementacije oscilatora

2.1 Jedinica za generiranje praga napona

Dio za stvaranje praga napona može se sastojati od MN1 i četiri otpornika za podjelu napona R1, R2, R3 i R4 koji imaju jednake vrijednosti otpora. MOS tranzistor MN1 ovdje se koristi kao sklopni tranzistor. Kada nema ulaznog audio signala, čip postavlja CTRL terminal niskim, VH i VL su oba 0V, a oscilator prestaje raditi kako bi se smanjila statička potrošnja energije čipa. Kada postoji ulaz signala, CTRL je nizak, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. Zbog visokofrekventnog rada komparatora, ako su točka B i točka C izravno spojene na ulaz komparatora, mogu se stvoriti elektromagnetske smetnje do praga napona kroz parazitski kapacitet MOS tranzistora. Stoga ovo kolo povezuje točku B i točku C s međuspremnikom. Simulacije kruga pokazuju da upotreba odbojnika može učinkovito izolirati elektromagnetske smetnje i stabilizirati prag napona.

2.2 Generiranje struje naboja i pražnjenja

Struja proporcionalna naponu napajanja može se generirati pomoću OPA, MN2 i R5. Budući da je pojačanje OPA -e veliko, razlika napona između Vrefa i V5 je zanemariva. Zbog efekta modulacije kanala, na struje MP11 i MN10 utječe napon izvor-odvod. Zbog toga struja naboja-pražnjenja kondenzatora više nije linearna s naponom napajanja. U ovom dizajnu, trenutno ogledalo koristi cascode strukturu za stabilizaciju napona izvor-odvod MP11 i MN10 i smanjenje osjetljivosti na napon napajanja. Iz perspektive izmjenične struje, kaskadna struktura povećava izlazni otpor trenutnog izvora (sloja) i smanjuje grešku u izlaznoj struji. MN3, MN4 i MP5 koriste se za osiguravanje prednapona za MP12. MP8, MP10, MN6 mogu osigurati prednapon za MN9.

2.3 Odeljak za logičku kontrolu

Izlazni CLK i CLK flip-flopa su kvadratni valni signali sa suprotnim fazama, koji se mogu koristiti za kontrolu otvaranja i zatvaranja MP13, MN11 i MP14, MN12. MP14 i MN11 djeluju kao preklopni tranzistori, koji na slici 1. funkcioniraju kao SW1 i SW2. MN12 i MP13 djeluju kao pomoćne cijevi, čija je glavna funkcija smanjiti zapušenja struje naboja i pražnjenja i eliminirati fenomen oštrog pucanja trokutastih valova.. Fenomen oštrog snimanja uglavnom je uzrokovan efektom ubrizgavanja naboja kanala kada je MOS tranzistor u tranziciji stanja.

Pod pretpostavkom da su uklonjeni MN12 i MP13, kada CLK prijeđe s 0 na 1, MP14 je uključen u isključeno stanje, a trenutni izvor sastavljen od MP11 i MP12 prisiljen je trenutno ući u duboko linearno područje iz područja zasićenja, a MP11, MP12, MP13 su Kanal se puni u vrlo kratkom vremenu, što uzrokuje veliku struju greške, uzrokujući skok napona u točki A. Istovremeno, MN11 preskače iz isključenog stanja u uključeno stanje, a strujni slojevi sastavljeni od MN10 i MN9 idu iz dubokog linearnog područja u područje zasićenja. Kapacitet kanala ove tri cijevi se napuni u kratkom vremenu, što također uzrokuje veliku Burrovu struju i skok napona. Slično, ako se ukloni pomoćna cijev MN12, MN11, MN10 i MN9 također generiraju veliku struju greške i napon naglice kada CLK skoči. Iako MP13 i MP14 imaju isti omjer širine i dužine, nivo kapije je suprotan, pa se MP13 i MP14 naizmjenično uključuju. MP13 igra dvije glavne uloge u uklanjanju skoka napona. Prvo, pobrinite se da MP11 i MP12 rade u području zasićenja tokom cijelog ciklusa kako biste osigurali kontinuitet struje i izbjegli oštar napon snimanja uzrokovan trenutnim ogledalom. Drugo, neka MP13 i MP14 formiraju komplementarnu cijev. Dakle, u trenutku promjene napona CLK -a, kapacitet kanala jedne cijevi se napuni, a kapacitet kanala druge cijevi se isprazni, a pozitivni i negativni naboji međusobno se poništavaju, čime se jako smanjuje struja greške. Slično, uvođenje MN12 igrat će istu ulogu.

2.4 Primjena tehnologije popravka

Parametri različitih serija MOS cijevi varirat će između pločica. Pod različitim uglovima procesa, debljina oksidnog sloja MOS cijevi će također biti različita, a odgovarajući Cox će se također promijeniti u skladu s tim, uzrokujući pomicanje struje naboja i pražnjenja, uzrokujući promjenu izlazne frekvencije oscilatora. U dizajnu integriranih krugova, tehnologija obrezivanja uglavnom se koristi za izmjenu otpornika i otporničke mreže (ili kondenzatorske mreže). Različite otporničke mreže mogu se koristiti za povećanje ili smanjenje otpora (ili kapacitivnosti) za projektiranje različitih otporničkih mreža (ili kondenzatorskih mreža). Struje naboja i pražnjenja IB1 i IB2 uglavnom su određene strujom Iref. I Iref = Vdd/2R5. Stoga se ovaj dizajn odlučuje za obrezivanje otpornika R5. Mreža za podrezivanje prikazana je na slici 3. Na slici su svi otpornici jednaki. U ovom dizajnu, otpor otpornika R5 je 45 kΩ. R5 je serijski povezan s deset malih otpornika otpora 4,5 kΩ. Spajanjem žice između dvije točke A i B može se povećati otpor R5 za 2,5%, a spajanjem žice između B i C može se povećati otpor za 1,25%, između A, B i B, C. Svi su osigurači pregorjeli., čime se povećava otpor za 3,75%. Nedostatak ove tehnike podrezivanja je što može povećati vrijednost otpora, ali ne i malu.

Slika 3 Struktura mreže za popravak otpora

Korak 3: Analiza rezultata simulacije

Ovaj dizajn se može implementirati na CSMC -ovom 0.5μm CMOS procesu i može se simulirati pomoću Spectre alata.

3.1 Poboljšanje trokutastog vala komplementarnom sklopnom cijevi

Slika 4 je shematski dijagram koji prikazuje poboljšanje trokutastog vala pomoću komplementarne cijevi prekidača. Sa slike 4 može se vidjeti da valni oblici MP13 i MN12 u ovom dizajnu nemaju očigledne vrhove pri promjeni nagiba, a fenomen izoštravanja valnog oblika nestaje nakon dodavanja pomoćne cijevi.

Slika 4 Poboljšan valni oblik komplementarne sklopne cijevi prema trokutastom valu

3.2 Uticaj napona i temperature napajanja

Sa slike 5 može se vidjeti da se frekvencija oscilatora mijenja na 1,86% pri promjeni napona napajanja sa 3V na 5V. Kada se temperatura promijeni sa -40 ° C na 120 ° C, frekvencija oscilatora se mijenja za 1,93%. Može se vidjeti da kada temperatura i napon napajanja jako variraju, izlazna frekvencija oscilatora može ostati stabilna, tako da se može osigurati normalan rad čipa.

Slika 5 Utjecaj napona i temperature na frekvenciju

Korak 4: Zaključak

Ovaj rad dizajnira trenutno oscilator za audio pojačala klase D. Obično ovaj oscilator može emitirati kvadratne i trokutaste valne signale s frekvencijom od 250 kHz. Štaviše, izlazna frekvencija oscilatora može ostati stabilna kada se temperatura i napon jako razlikuju. Osim toga, šiljasti napon se također može ukloniti dodavanjem komplementarnih sklopnih tranzistora. Uvođenjem tehnike podrezivanja otporničke mreže može se postići točna izlazna frekvencija u prisutnosti varijacija procesa. Trenutno se ovaj oscilator koristio u audio pojačalu klase D.